DRSSTC：双谐振固态特斯拉线圈

  DRSSTC 是 Double Resonant Solid State Tesla Coil 的缩写，中文通常称为双谐振固态特斯拉线圈。它用半导体开关向初级谐振回路持续补充能量，再通过磁场把能量传给次级，在顶端形成高频高压放电。配合短脉冲控制，放电可以按一定节奏重复，也可以随音乐变化。

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特斯拉线圈表演下载视频

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  全文分为三章。第一章先说明整机由什么组成，一次放电怎样发生，音乐与高频振荡是什么关系。第二章沿三张实际电路图解释芯片与各个元件的工作过程。第三章把这些原理落实到参数计算、线圈制作、功率和控制部分装配，以及逐级测量和调试。

Aoho的35KW DRSSTC效果图

安全说明：DRSSTC 的母线储能、初级电流和顶端高压放电均可能致命。制作和试验需要电力电子与高压测量基础、封闭防护、急停联锁、远程操作和合适的测量设备。改线、移动抽头、拔插互感器及接触内部部件前，必须切断能量来源，执行规定的放电程序，再用额定仪表逐段验电。

第一章 认识 DRSSTC 和整机工作过程

1.1 特斯拉线圈的历史：从火花隙到固态开关

  特斯拉线圈由尼古拉·特斯拉在 1891 年发明，同年 4 月 25 日提交专利，5 月 20 日在演讲中公开演示。它的核心思路在当时是颠覆性的：抛弃低频变压器必需的铁芯，把两个绕组改成空心结构，让它们各自工作在几十千赫到几百千赫的高频谐振状态，靠谐振而不是匝数比获得高压。特斯拉在 1891 年前后的一系列手稿显示，这条路线是从闭合铁芯变压器出发，逐步去掉铁芯、重新排布绕组、最终形成锥形次级的演化结果。

  1899 至 1900 年，特斯拉在科罗拉多斯普林斯实验室把这套装置推到了当时的极限：巨大的升压线圈配合火花隙开关，产生了超长的放电，他也借此验证了无线输电的设想。随后的沃登克里弗塔计划虽然没能完成，但特斯拉线圈作为一类装置已经定型。20 世纪上半叶，它以两种身份继续存在：一是火花隙发射机的心脏，支撑早期无线电报通信直到 20 世纪 20 年代被电子管发射机取代；二是医疗与美容器材，如 Violet Ray 紫光线电疗设备。此后几十年，它逐渐退出实用领域，转而在业余高压爱好者社区中延续。

沃登克里弗塔

  这个社区的发展构成了 DRSSTC 的直接前史。经典火花隙特斯拉线圈（SGTC）的结构在一个世纪里没有本质变化：高压变压器给电容充电，电容电压达到火花隙击穿电压时，火花隙瞬间导通，电容与初级线圈构成回路开始振荡，能量经磁场传给次级，几毫秒内振荡衰减、火花隙熄灭，等待下一个电源半周期。SGTC 的放电猛烈而嘈杂，但火花隙是一个不受控的开关——它的击穿时刻由充电电压和电极状态决定，熄弧由电流过零决定，散热、气流、电极烧蚀都在改变下一次放电的条件。想要精确地命令装置"现在放电、持续 100 微秒、然后停下"，火花隙做不到。

  转折点是功率半导体器件的成熟。20 世纪 90 年代后期开始，功率 MOSFET 和 IGBT 的耐压与电流能力进入爱好者可用区间，爱好者开始用晶体管桥取代火花隙，这就是固态特斯拉线圈（SSTC）的起点。早期 SSTC 的典型形态是：市电整流成几百伏直流，半桥或全桥以方波驱动初级线圈，驱动频率来自自振荡电路或次级反馈。没有了火花隙，装置第一次变得安静、可控、可长时间运行。

IGBT功率模块

  但早期 SSTC 有一个先天短板：初级没有串联谐振电容，桥输出电压直接加在初级线圈上，初级电流被线圈感抗限制在较低水平，注入次级的能量有限，电弧普遍短小，与同功率的 SGTC 相比视觉效果差。爱好者社区（以 4hv.org 论坛为中心）在 2000 年代初开始探索补救方案。

国外大型TC

  2005 年前后，美国的 Steve Ward 等人确立了现代 DRSSTC 的完整形态：在 SSTC 的全桥与初级线圈之间加入串联谐振电容，使初级成为调谐回路；同时用灭弧器（interrupter）把驱动切成短脉冲串，每个脉冲串只有 100～200 微秒，但初级谐振电流在串内可冲到数百安培甚至上千安培的峰值。这种"高峰值、低占空比"的破坏性放电模式，配合 IGBT 比功率 MOSFET 更适合大电流导通的器件特性（IGBT 导通压降近似固定，不像 MOSFET 的导通电阻在大电流下损耗急剧上升），使固态线圈的电弧长度首次超过同功率的火花隙线圈。Steve Ward 的 DRSSTC 系列和开放分享的驱动电路图（带过流检测和同步停机）成为后来几乎所有 DRSSTC 的模板，本章后续讲解的驱动板与灭弧器电路正是这一设计脉络的延续。此后 OneTesla（2012 年推出套件）、Eastern Voltage Research 的 Plasmasonic 系列等商业化产品把 DRSSTC 推向音乐表演和教育展示的主流，loneoceans 的 UD2.7 等开源驱动器则成为业余界的通用标准。

1.2 什么是双谐振，它带来什么

  名字里的"双"指系统里存在两个调谐到相近频率的 LC 回路。初级回路由初级线圈与串联的谐振电容（通常是一组 MMC，即电容串并联阵列）构成；次级回路由次级绕组自身的分布电感、绕组间分布电容与顶端金属环的对地电容构成。两个回路通过松耦合的互感连接，耦合系数通常只有 0.05～0.2——初级磁场只有百分之几到百分之二十穿过次级，这个看似低效的松耦合反而是必需的：它让能量在两个回路之间来回摆动多次，而不是一次性倾倒过去导致次级电压在电弧形成前就崩溃。

  对比三类线圈可以看出双谐振的价值。SGTC 本来就是双谐振的——初级电容与初级线圈、次级与顶端各是一个谐振回路，这正是它能打出长电弧的原因；但它用火花隙开关。普通 SSTC 只有次级一个谐振回路，初级靠桥的方波硬驱动，初级电流小，与次级的阻抗匹配差。DRSSTC 相当于把 SGTC 的"双谐振能量结构"与 SSTC 的"半导体开关控制"嫁接在一起，取两者之长。

DRSSTC整体结构图

  具体提升有四个方面。第一，谐振升压使初级线圈两端建立起远高于母线电压的电压（串联回路中电容与电感上的电压可以到激励电压的 Q 倍），改善了初级与次级之间的阻抗匹配，同样的次级能拿到更多能量。第二，初级谐振时感抗与容抗相互抵消，回路的限制只剩寄生电阻，桥只需要克服很小的阻抗就能在脉冲串内建立起大得多的循环电流——峰值电流以千安计，配合 5% 以下的占空比，峰值功率远超桥的连续额定能力而不损坏器件。第三，同样的输入功率下，DRSSTC 的电弧长度显著超过 SGTC，实测评见同功率下明显更长的放电。第四，也是 SGTC 完全不具备的：开关时刻由逻辑精确决定，这为灭弧、音乐调制和保护机制打开了大门。

1.3 高频放电为什么能发出音乐

  功率桥的换向频率在几十到几百千赫，远超人耳上限（约 20 kHz），载波本身听不见。能听到的是放电对空气的作用：每次脉冲串期间，电弧通道里的空气被急速加热膨胀，产生压力波；脉冲串结束时加热停止，空气收缩。一热一冷就是一个完整的声学脉冲。

  关键在于时间尺度分层。载波周期是微秒级；一个 burst 持续几十到几百微秒，决定单次"咔"的响度；burst 的重复率是每秒几十到几千次，落在这个人耳最敏感的区间。当重复率为 200 Hz 时，空气以 200 Hz 的节奏被反复加热，听到的就是 200 Hz 的音调；重复率随音乐旋律变化，电弧就在"唱歌"。改变 burst 宽度则改变每次注入的能量，对应音量变化。这就是为什么音乐特斯拉线圈必须建立在可控开关之上——SGTC 的放电节奏由电源频率和火花隙状态决定，无法跟随旋律。

  历史上的标志性演出可以说明这条路线的成熟度：ArcAttack 乐队把音乐特斯拉线圈作为正式乐器搬上舞台，表演者穿金属链甲服在电弧场中演奏；2012 年前后 oneTesla 等公司推出面向爱好者的 MIDI DRSSTC 套件，让"电弧唱歌"从少数高手的展示变成可复制的玩法。

1.4 一次脉冲串怎样开始和结束

  待机时，母线可能已经带电，但灭弧请求尚未到来，末级逻辑不允许持续载波通过。对功率部分而言，待机只是开关状态。

  请求到来时，光接收和逻辑允许这次工作。比较器当时的输出状态先给桥一个初始方向，初级电流由此开始变化。刚开始的少数边沿与稳态正弦反馈不同，启动是否可靠还取决于接线极性、偏置和驱动链的状态。

  反馈建立后，CT 把真实电流变化送回比较器，桥的下一次换向随反馈发生。相位补偿让命令适当前移，以抵消比较器、逻辑、GDT 和 IGBT 的实际延迟。所谓追频是这条反馈链随振荡变化工作，不是软件先测一个频率再输出固定方波。

  能量继续输入时，初级电流和次级响应逐步建立。如果能量输入超过损耗和传走的能量，初级电流包络还会继续上升。这就是短时间内也必须限制导通时间的原因，不能因为平均功率不高就忽略峰值应力。

  正常请求结束时，末级 D 触发器先收到停止请求，再等选定的反馈边沿取消驱动。过流发生时，另一半 D 触发器先记住本次过流，使当前请求不能在比较器恢复后立即重启，然后进入同一条同步停止路径。它们分别承担记忆和选择停止时刻的作用，第二章会用两张时序图逐段解释。

  驱动停止以后，初级和次级还存有能量，电流要继续通过允许的续流和换流路径衰减。电弧也不会必然在逻辑下降沿那一瞬间消失。下一次请求到来前，应给驱动磁性器件恢复和整机散热留出相应条件。

第二章 电路工作过程与元件原理详解

  本文沿着三张电路图中的实际信号流向，说明一次放电从发出请求、建立谐振、追踪电流，到撤销驱动和释放储能的全过程。灭弧器中的低频脉冲、驱动板中的反馈载波、功率桥中的电流是三个不同的量，读图时应始终分开。

  三张图各自独立编号。例如灭弧器 R1 是电源指示灯限流电阻，驱动板 R1 是反馈取样网络中的 51 Ω 电阻，全桥 R1 是电解电容组的均压电阻。下文以所在章节区分编号。图纸原始数值按 PDF 的文字层与放大图交叉核对；计算中的理想近似会在公式旁说明。

2.1 整个系统的能量和信号如何流动

2.1.1 初级谐振和次级升压

  先从全桥的两个输出端看起。它们接到初级线圈和初级谐振电容组成的串联回路。全桥交替施加正、负电压，给这个回路补充能量；线圈中的磁场与电容中的电场在每个周期内互相交换能量。电流有连续性，所以桥输出电压虽然是方波，初级电流通常以接近正弦的分量为主。

  电感的感抗是 $X_L=\omega L$，电容的容抗是 $X_C=\frac{1}{\omega C}$。串联回路总阻抗为 $Z=R+j\left(\omega L-\frac{1}{\omega C}\right)$。到谐振点时，抵消的是感抗与容抗的虚部，两个元件各自的阻抗都不等于零。由 $\omega_0L=\frac{1}{\omega_0C}$ 得到 $f_0=\frac{1}{2\pi\sqrt{LC}}$。初级电阻很小，谐振时电流容易增大，这正是需要脉宽控制和过流保护的原因。

  串联谐振有四个直接特点：一，总阻抗最小，理想情况下 $Z_s\approx R$，相同电源电压下回路总电流最大；二，回路电流相位接近电源电压，感抗和容抗互相抵消，电路对外更像一个纯电阻；三，电感和电容上的电压可能很大——回路电流为 $I_s$ 时，元件电压分别为 $V_L=I_sX_L$、$V_C=I_sX_C$，谐振时二者大小近似相等、相位相反，但都可能远大于电源电压；四，偏离谐振后电流迅速下降，低于 $f_0$ 时电路偏容性，高于 $f_0$ 时偏感性。这里的"谐振电压"指电感或电容两端的局部电压，不是电源电压凭空变大。

  局部电压能升高多少，由串联品质因数决定。对损耗较小的回路：

$$Q_s\approx\frac{\omega_0L}{R}=\frac{1}{\omega_0CR}$$

  在小信号、稳态条件下，谐振时电感或电容两端的电压约为激励电压的 $Q_s$ 倍：

$$|V_L|\approx Q_s|V_s|,\qquad |V_C|\approx Q_s|V_s|$$

  以一个直观的例子说明数量级：设初级激励电压 540 V、初级回路 $Q_s$ 为 30，谐振时初级电容两端电压理论上可达约 16 kV。这个数字只是稳态近似，实际 DRSSTC 工作在有限长度的脉冲串内，电流和电压随时间逐步建立，达不到稳态值；但 Q 值决定了"每个周期净注入多少能量、回路能积累起多大的振荡"，是设计脉宽和预估初级峰值电流的核心参数。

  看次级一侧。次级线圈自身的分布电感、绕组间分布电容与顶端对地电容构成第二个串联谐振系统（把顶端视为一只容量极小的超高压电容）。初级与次级通过空气磁场松耦合，耦合系数 $k=\frac{M}{\sqrt{L_1L_2}}$ 通常只有 0.05～0.2。初级电流产生的高频磁场在次级中感应出电压，当初、次级谐振频率接近时，初级就以"已经升高过一次的电压"激励次级发生谐振，次级电压再按自身 $Q$ 倍数上升。

  把这条升压链写出来就是：输出电压 ≈ 母线电压 × 初级回路增益 × 次级回路增益，理想情况下近似为 $V_{out}\propto Q_1Q_2$ 的乘积关系。这正是双谐振结构输出电压惊人的原因——不是匝数比的线性放大，而是两个 Q 值的乘积。但要强调：这个乘积公式只在两回路频率一致、松耦合适中、稳态建立的条件下才有意义。实际装置中，电弧一旦形成就是重负载，会把次级 Q 值拉低；初级与次级之间的能量传递节奏还受耦合系数与频率失谐影响；脉冲串长度有限，电压来不及按稳态公式积累。因此 Q 乘积给的是量级和设计方向，实际输出必须以电弧长度实测为准。

  工程上还常用特性阻抗与反推公式。初级回路特性阻抗 $Z_0=\sqrt{L_p/C_p}$，它决定同一峰值电流下电容需要承受的电压；测得次级目标频率后，由选定的初级电容反推所需初级电感：

$$L_p\approx\frac{1}{(2\pi f_2)^2C_p}$$

  这里的总电感包括铜管、抽头到电容的引线和连接件，不能只拿铜管本身代入。这些计算在第三章会反复用到。

2.1.2 一次放电从启动到停止

  灭弧器先产生一个上升沿。请求经过光纤传到驱动板，驱动板允许反馈相位通过逻辑门。刚启动时，比较器的初始状态先让一组桥管获得驱动，初级电流开始建立；电流互感器随即把这次电流变化送回比较器。此后每一次换向都与反馈信号相联系，这就是由启动过渡到闭环自激。

  在一个脉冲串内，驱动板不断输出载波，初级电流包络逐步上升。灭弧器请求结束，或者过流通道发现峰值过高时，运行请求被撤销。末级 D 触发器通常等到选定的反馈边沿才关闭载波通路，随后 GDT 不再得到连续的交变激励。已经储存在初级电感、电容和次级中的能量仍会继续交换、返回母线或在损耗与电弧中消耗，电流不会因逻辑信号变低而瞬间消失。

  灭弧输出方波的频率决定放电的节奏，载波频率则由谐振回路与反馈链共同决定。举例说，每秒发出 100 次请求，每次允许 100 µs，而载波是 50 kHz，那么每次请求内大约有 5 个载波周期。这里的 100 Hz、100 µs、50 kHz 分别描述重复率、导通时间和换向频率，不能互相替代。电弧在这些脉冲作用下反复加热周围空气，形成可听声音；音乐通道把音频变化转成放电事件，所以声音还会受到比较门限、限宽和恢复时间的影响。

2.1.3 零电流关断与零电压开通

这是一个很重要的概念，驱动电路大部分功能都是在解决灭弧关断/过流触发时，如何让谐振回路走完一整个周期，在电流为零的时候再关断，实现ZVS

  半导体开关在转换过程中的瞬时损耗是 $p(t)=v(t)\,i(t)$，一次转换的能量是 $E_{sw}=\int v(t)\,i(t)\,dt$。把关断放在电流较小的时刻，可以减少电压上升与电流下降的重叠；把开通放在器件两端电压已很低的时刻，也可以减小损耗。前者对应 ZCS，后者对应 ZVS。

  D 触发器只识别逻辑边沿。它没有测量 IGBT 的集电极电压，也不能单独证明 ZVS。反馈取样与相位补偿负责让逻辑边沿接近合适的电流相位，功率回路的反并联二极管和电容则参与实际换流。后面的时序图说明的是同步停机机制；最终是否达到 ZCS 或 ZVS，要把同一只器件的 $V_{GE}$、$V_{CE}$ 与电流波形放在同一时间轴上判断。

  这套电路的高压直流母线与大容量电容具有致命储能。控制板地、功率负母线、保护接地以及浮动的发射极参考点不能凭同一个 GND 字样随意连接。后文的调试过程先围绕断开高压的逻辑和驱动测量展开，任何接入功率回路的测量都必须满足探头的隔离、耐压和共模范围。

2.2 灭弧器如何把时间和音乐变成光脉冲

灭弧电路

2.2.1 电源从交流整流到两条稳压支路

  P1 把交流送入变压器 T1 的初级，F1 的 1 A 保险丝串在初级支路中。正常时它只流过变压器的输入电流，发生足够大的故障电流时熔断。T1 降压并隔离初次级；S1 画在次级通向整流桥的线路上，作用是接通或切断整流输入。

灭弧电路 电源部分

  次级交流进入 D2（BD207）桥式整流器。正半周由其中一对二极管把电流送入直流正端，负半周换另一对导通，流过负载的方向保持不变。D2 后的 C6 是 25 V、1000 µF 储能电容；整流电压接近峰值时给它充电，峰值之间由它向负载供电。用负载电流 $I$、全波纹波频率 $2f_{line}$ 估算，纹波 $\Delta V\approx\frac{I}{2f_{line}C_6}$。并联的 C3 为 100 nF，主要给较快的整流尖峰和线路扰动提供短的回流路径。

  原始直流分别进入 U1（78M12）和 U3（78M05）。U1 形成 +12 V，供 555、LM348 和 CD4013；U3 形成 +5 V，供 74HC221 与光发射支路。U1 输出的 C2 为 16 V、470 µF，负载突然增加时先放出部分电荷，减轻稳压环路在响应期间的压降。C4、C5、C19 都标为 104，即 100 nF，它们在 +12 V 上分担局部快速旁路任务。U3 输出的 C7 同样为 16 V、470 µF，承担 +5 V 支路的储能；C8、C9 各为 100 nF，降低逻辑转换和光发射电流带来的高频电源阻抗。

  R1 标为 2.2 kΩ，从整流后的正节点通向 PWRLED。面板灯通过 P2 接回地时，电流约为 $\frac{V_{raw}-V_{LED}}{R_1}$。R1 限制的是指示灯电流。P2 还引出了 AudioLED 和 IntLED 两组状态线，后文会看到它们分别跟随音乐整形和最终光脉冲。

2.2.2 NE555 定频率方波生成

NE555 内部结构原理图

  U2 内部的三只等值分压电阻建立约 $\frac{1}{3}V_{CC}$ 和 $\frac{2}{3}V_{CC}$ 两个电平。TRIG 比较器检测低门限，THR 比较器检测高门限，两者控制内部锁存状态，再由输出级驱动 pin 3。TRIG 低于低门限时输出变高；THR 高于高门限时输出变低。两个门限之间保留原状态，因而能在电容缓慢变化时产生一次明确的翻转。[1]

图2-02

  这张图把 pin 2 和 pin 6 接到同一个定时节点，把 C10 接在该节点与地之间。C10 的标记是 474，按 47×10⁴ pF 换算为 470 nF。pin 3 经电位器 R3 和固定电阻 R2 返回定时节点，形成输出反馈充放电路径。R3 为 50 kΩ，滑臂与一端相连，作为可变电阻；R2 为 2.2 kΩ，即使 R3 调到最小，路径中仍有固定阻值。

  上电后如果 C10 电压接近零，它低于 $\frac{1}{3}V_{CC}$，输出先升高。电流从 pin 3 经 R3、R2 流入 C10，电容电压逐渐上升。电压到达 $\frac{2}{3}V_{CC}$ 后，THR 比较器使输出变低；此时 C10 中的电荷沿同一组 R2、R3 流向低电平输出级，电容开始放电。降到 $\frac{1}{3}V_{CC}$ 后，TRIG 再把输出置高。这个过程不断重复，所以输出成为方波，电容电压则在两个门限之间作指数充放电。

  图中 pin 7 DIS 与地相连，定时电容没有接到 pin 7 上。因而本图的放电路径经过 pin 3 的输出级，不能直接套用常见的两电阻、pin 7 放电式 555 无稳态电路。把总电阻写成 $R_T=R_2+R_{3eff}$，输出高、低电平写成 $V_{OH}$、$V_{OL}$，定时门限写成 $V_H$、$V_L$，则有：

$$t_H=R_TC_{10}\ln\frac{V_{OH}-V_L}{V_{OH}-V_H}$$ $$t_L=R_TC_{10}\ln\frac{V_H-V_{OL}}{V_L-V_{OL}}$$

  若近似 $V_{OH}\approx V_{CC}$、$V_{OL}=0$，且 $V_H=\frac{2}{3}V_{CC}$、$V_L=\frac{1}{3}V_{CC}$，就得到 $t_H\approx t_L\approx0.693R_TC_{10}$，周期 $T\approx1.386R_TC_{10}$，频率 $f\approx\frac{1}{1.386R_TC_{10}}$。这个 ln2 来自指数充电跨越两个门限的时间，不是凭经验加进去的常数。双极型 NE555 输出高电平通常低于电源，实测高低时间不会完全相等。

  按图中数值，$R_T$ 的理想范围约 2.2 kΩ 至 52.2 kΩ，对应频率约 698 Hz 至 29 Hz。R3 增大，C10 的充放电电流减小，两个门限之间走得更慢，重复率就下降。R3 取 20 kΩ 时，$R_T$ 为 22.2 kΩ，理想重复率约 69 Hz。这个频率属于灭弧节奏；它不会把全桥载波固定为 69 Hz。

NE555 方波发生时序

  pin 4 RESET 接 +12 V，保持芯片允许工作；pin 8 是电源。C1 的 104 电容接在该电源节点与地之间，负责 U2 的局部去耦。pin 5 控制电压接 C11，C11 为 10 nF，它让内部比较门限不容易被供电和外界噪声扰动。

  U2 的输出还接到 S2 的一个选择端，另一个选择端来自音乐整形电路。S2 的公共端把选中的信号送给后级单稳态。因此 R3 调整定频模式的重复率，S2 选择定频或音乐信号；真正限制每次光脉冲长度的是下文的 R16、R19、C17 与 U6A。

2.2.3 音乐输入方波生成器

灭弧电路 音频处理部分

  LM348 的四路运放共用 +12 V 与地。音频本来围绕零伏上下摆动，而这套电路没有负电源，所以先建立一个约 6 V 的参考点。R4、R5 各为 10 kΩ，从 +12 V 到地分压，中点为 12×R5/(R4+R5)=6 V。C12 为 100 nF，并在 R5 两端，让中点的快速扰动通过电容回地。U4B 输出反馈到反相输入，构成电压跟随器；它使输出跟随 6 V 中点，同时由运放输出提供后级所需的电流，减少后级负载对分压比的影响。

  音频从 J1 经 R14（1 kΩ）到达钳位节点。节点若高于 +12 V 约一个正向压降，D3 导通，把过高部分的电流送向电源；节点若低于地约一个正向压降，D6 导通限制负向过冲。R14 给这两条钳位路径限流。它们是对电源轨的保护钳位；图中负半周可能先受到地端钳位，输入过大时会失真。

  信号随后经过串联的 C14（104，100 nF），到达 U4D 的同相输入。C14 隔断前级直流，R6（470 kΩ）把它右侧的直流工作点拉到 U4B 的 6 V 参考。这样小幅音频就能在 6 V 上下摆动。忽略源阻抗和运放输入电流时，C14 与 R6 构成高通，转折频率约为 1/(2π×470 kΩ×100 nF)=3.4 Hz。C14 的任务是耦合和隔直，不是把这个节点对地短接来滤掉高频。

  U4D 的反相输入一方面经 R7（2.2 kΩ）接到 6 V，另一方面经 R9（100 kΩ）接到自身输出。负反馈使反相端电压尽量跟随同相端。若同相端在 6 V 上叠加一个 $v_{audio}$，则通过 $R_7$ 的交流电流约为 $v_{audio}/R_7$；同一电流经过 R9，要求输出提供更大的变化量，因而：

$$V_{U4D}\approx 6\,\mathrm{V}+\left(1+\frac{R_9}{R_7}\right)v_{audio}\approx 6\,\mathrm{V}+46.45\,v_{audio}$$

  这说明 R7 和 R9 共同决定以 6 V 为中心的非反相增益。减小 R7 或增大 R9 都会提高小信号增益，也更容易使输出到达饱和范围。LM348 不是轨到轨器件，大信号下不能仍把它看作理想的 0 至 12 V 放大器；它的转换速率和饱和恢复也会影响后面的脉冲边沿。[2]

  U4D 输出再经串联 C13（102，1 nF）送到 U4C 同相端。该节点通过 R8（47 kΩ）接 6 V，通过 R15（470 kΩ）接地，所以无交流时约为 6×470/(47+470)=5.45 V；U4C 反相端则直接接 6 V。只有输入的正向变化把同相端推过 6 V，U4C 才翻到高输出。门限相当于在 5.45 V 静态值之上再抬升约 0.55 V。

  C13 的右侧等效电阻约为 R8∥R15=42.7 kΩ，所以它又形成一个约 3.7 kHz 的高通环节。它会强调较快的变化并衰减低频，U4D 的高增益可以让其中一些变化仍然跨过门限。这张图没有“整流后用大电容保持音频幅值”的典型包络检波器；更准确的描述是放大音频中的变化，再按门限提取触发事件。低音、强音和复杂和弦经过这条链后可能得到不同的脉冲密度，不能把它当作线性音频功放。

  U4C 没有从输出回同相输入的明确电阻，因此这里没有由 R8、R15 形成的输出正反馈回差。它们形成的是偏置分压。U4C 输出通过 R13（10 kΩ）给 C15（103，10 nF）充放电，时间常数为 100 µs。极短的尖峰来不及使 C15 电压跨过下一级数字门限，就会被压低；持续较久的高电平才有机会成为有效触发。这个滤波还会改变音频事件的时间位置，不能把比较器翻转时刻等同于原音频的精确过零时刻。

  U4A 是 LM348 中未使用的那一路，图中只画了供电脚而没有给它闭合信号通路。它不参与上述放大链。实际板上应核实未用输入的处理，避免浮动输入使输出无规则饱和或振荡；不能把未接出的 U4A 也算作一个完成了功能的音乐滤波级。

2.2.4 CD4013 先整理电平再形成短脉冲

灭弧电路 D触发器时序

  CD4013 内部包含两个正沿 D 触发器。S、R 都为低时，CLK 上升沿才把 D 复制到 Q，其他时刻保存状态；S 高可异步置位，R 高可异步复位。它的 S、R 高有效，与驱动板 74HC74 的低有效 PRE、CLR 不同。[3]

  U5A 的接法比较特殊：R（pin 4）固定接 +12 V，D 和 CLK 接地，S（pin 6）接 R13、C15 后的音乐信号。因此它没有在时钟上升沿采样音频。按 CD4013B 功能定义，S=0、R=1 时 Q=0，S=1、R=1 时 Q 和反相输出同时为 1。图中只使用 Q，而 R 一直保持高，所以设计意图是借异步路径把 S 的电平传到数字输出；不能把这个接法解释成普通锁存器或二分频器。器件更换时尤其要核对 S、R 同时有效的行为，不能假定所有 D 触发器都一样。

  U5A 的 Q 经 R10（10 kΩ）接 U5B 的 CLK。R10 隔离前级输出与后级输入、电路布线形成的负载，也限制异常瞬态电流；它没有和图示电容组成一个独立的准确计时器。U5B 的 D 接 +12 V，S 接地，R 则连着 C16 与 R11，所以这一半才利用时钟采样来产生有宽度的事件脉冲。

  假定 C16 已经放电，U5B 的 R 为低。一个 CLK 上升沿到来时，D=1 被采样，Q（pin 13）变高。Q 随即经 R11（100 kΩ）给 C16（102，1 nF）充电；当 R 引脚电压达到复位门限，U5B 被异步清零，Q 变低。于是一次输入事件被转换成一个短的高电平，宽度由 R11、C16 和复位输入的实际门限共同决定。

  如果把复位门限暂按供电的一半估算，C16 从零充到门限需要约 $0.693R_{11}C_{16}$，即约 69 µs。实际 CD4013 的输入门限并不是一个保证为 1/2 电源的精确定时基准，所以这个数字只用于理解量级。Q 变低时，D4 从 C16 的复位节点向 Q 的低电平输出提供较快的放电路径，让下一次事件到来前 R 能恢复为低；若仅靠 R11 放电，恢复会慢得多。

  R12 为 1 kΩ，串在 Q 与 AudioLED 之间，使面板音频指示灯显示事件活动而不直接重载 CMOS 输出。U5B 的 Q 还通向 S2 的音乐选择端。于是这一段的完整过程是：音频变化越过 U4C 门限，R13、C15 筛掉过短变化，U5A 输出数字电平，U5B 把上升沿整理成短脉冲，再由 S2 选入限宽电路。

2.2.5 74HC221 如何限制导通时间和恢复间隔

灭弧电路 脉宽生成及最大频率约束

  S2 的公共端先经 R21（2.2 kΩ）下拉到地，没有有效输入时让请求默认为低。请求经过 R20（2.2 kΩ）到 +5 V 逻辑区，D7 把过高电压钳到 +5 V 附近，D9 限制负向电压。前面的 555、CD4013 用 +12 V，U6 用 +5 V，这里的 R20、D7、D9 是限流加钳位的电平接口。它们没有并接定时电容，不应被解释为充放电方向控制。上端钳位还会向 +5 V 轨注入电流，估算时应使用 $\frac{V_{in}-5\,\mathrm{V}-V_F}{R_{20}}$，并核对供电时序。

  U6A、U6B 属于 74HC221 双路不可再触发单稳态。单稳态平时处在稳定状态，满足触发条件后输出一个由外接 RC 决定的暂态脉冲，计时结束自动回去。不可再触发的含义是，在这次计时期间出现新的有效触发不能无限延长它。它还带低有效清除端，清除能提前终止输出。[4]

  U6A 的 B 输入固定为高，低有效 CLR 接上述请求，A 输入来自 U6B 的 Q。U6B 的 CLR 固定为高，A 输入也接请求，B 输入来自 U6A 的反相输出。这样两个单稳态利用各自的边沿条件互相约束：U6A 负责允许导通的最长时间，U6B 负责请求撤销后的禁止重触发间隔。读这一段必须同时观察请求、两个 Q 和两个触发端，不能只看一个 RC。

  先假定请求为低、U6B 已计时结束。U6A 被 CLR 保持清零，U6B 的 Q 为低，正好使 U6A 的 A 为低。请求升高时 U6A 清除被释放，在 A 低、B 高的条件下产生 On 脉冲，Q 升高并开始给外部定时电容计时。U6A 的反相输出此时降低，送到 U6B 的 B 端；请求本身保持 U6B 的 A 为高，所以 Off 通道不会在 On 起点被误触发。

  On 脉冲期间，定时电流由 +5 V 经 R16 和 R19 进入 U6A 的 RCext 节点，C17 接在 RCext 与 Cext 引脚之间。R16 是 50 kΩ 电位器，R19 是固定 2.2 kΩ，C17 是 10 nF。加大 R16，会使完成同一电压变化所需的时间增加；R19 保留最小定时电阻，防止电位器调零后定时节点近似直接接电源。对于所参考的 74HC221，可以用 $t_{On}\approx0.7(R_{16eff}+R_{19})C_{17}$ 作一阶估算。

  这给出约 15 µs 至 365 µs 的理想范围。原图另写了 10–500 µs，它是设计标注，不能替代按器件厂家、电容误差和实物测量确定的范围。若请求比设定 On 时间更早变低，CLR 会提前清除 U6A，所以最终脉宽还受请求本身长度限制。调节 R16 并不保证每个音乐事件都能输出完整的设定宽度。

  请求下降时，U6A 被清除，反相输出回高，U6B 在 A 下降或 B 上升所满足的条件下进入 Off 计时。U6B 的 Q 变高，接到 U6A 的 A，使它暂时不满足再次触发条件。R23 是 100 kΩ，R24 为固定 33 kΩ，C18 为 10 nF；$t_{Off}\approx0.7(R_{23eff}+R_{24})C_{18}$，约为 231–931 µs。R24 决定电位器调到最小时仍存在的恢复间隔。

  Off 结束时，U6B 的 Q 降低。如果下一次请求仍为高且满足 U6A 的其他条件，这个 A 下降沿可以允许下一次 On；若请求保持低，CLR 会继续压住 U6A。若输入一直保持高，U6A 在自身计时结束后也不会凭空无限延长当前 On。由这条交叉连接可见，最终事件流由输入边沿和两段计时共同决定，不能简单认为它永远以 $1/(t_{On}+t_{Off})$ 自由振荡。原图的“死区时间”指 burst 之间的恢复间隔，与全桥上下 IGBT 的换向死区不是同一件事。

2.2.6 光纤信号输出

  U6A 的 Q（pin 13）经 R22（2.2 kΩ）接 2N2222 的基极。输出高时，基极电流约为 $\frac{V_Q-V_{BE}}{R_{22}}$，晶体管 Q1 导通，把发射头的阴极节点拉低。光电流从 +5 V 经 R18（330 Ω）、HFBR1414T 内部发光二极管，再经 Q1 的集电极和发射极回地。R18 限制光发射电流，估算为 $\frac{5\,\mathrm{V}-V_{LED}-V_{CE(sat)}}{330\,\Omega}$；R22 则限制基极电流，两者控制不同支路。U6A 输出低时，基极电流撤销，Q1 截止，发光二极管没有完整的电流通路，光脉冲结束。

2.3 驱动板如何建立自激并补偿相位

DRSSTC驱动电路图

2.3.1 电源和接收器先建立确定的逻辑状态

  驱动板 AC 输入经过 B1（DF04SA）桥式整流，由 C1（100 µF）在整流峰值之间供电。原始直流并联送入 IC1（7805T）、IC2（7809T）、IC3（7824T），分别产生 +5 V、+9 V 和 +24 V。C2（330 µF）接 +5 V 输出，C3（330 µF）接 +9 V 输出，C4A、C4B（各 100 µF）并在 +24 V 输出。

  +5 V 供 RX1、TL3116 和 74HC 逻辑，+9 V 供 LM311N 与两只 UCC27423，+24 V 供外部 MOSFET 功率驱动级。IC4P、IC5P、IC6P 只是三片多单元逻辑器件的电源符号，分别旁接 C11、C12、C13，各为 0.1 µF。它们就近提供逻辑翻转的短时电流，防止同一电源上的尖峰被误认作时钟或复位。IC4C、IC4F 的未用输入接地、输出悬空，是让未使用施密特门保持确定状态的处理。

  RX1（HFBR2412T，图中还注明 OPF2412T 替代选项）接收光脉冲后把 DO 拉低，没光时由外部上拉恢复高电平。R10（1 kΩ）就是 DO 的上拉电阻，C8（0.1 µF）旁路接收器供电。R10 太大时，上拉与线路电容会使上升沿变慢；太小时，接收输出在低电平期间要吸收较大电流。[5]

  DO 进入 IC4D（74HC14）。施密特反相器有上、下两个切换门限，使缓慢经过门限或叠加少量噪声的输入不容易连续翻转；同时它将低有效光接收信号反相为高有效 burst。为叙述清楚，下文把 IC4D 输出记作 B。R9（470 Ω）经 LED 接口引出接收活动指示，R8（1 kΩ）由 +5 V 经接口供电源指示。

2.3.2 电流互感器把功率电流变成低压反馈

  图中有两路取样接口，一路通向 L1、TL3116，另一路通向整流桥和 LM311N。原图接口处 CT1、CT2 文字与器件标号交错，判断功能应追踪线路：接 L1 的是相位反馈，接四只 MBR0530 的是过流检测。下文分别称为反馈 CT 和保护 CT。

  这两路应使用电流互感器。初级导线穿过磁环，相当于初级一匝；在线性工作、励磁电流较小的条件下，二次电流约为 $i_s=i_p/N$。若总电流比是 1∶1000，100 A 初级电流对应约 0.1 A 二次电流，再由二次负载把它变成电压。这个关系不能解释为输出电压必然乘以 1000；电压取决于负载和磁芯为维持二次电流所需的磁通。两级级联 CT 也可得到乘积电流比，但每级的磁芯、负载和带宽仍须满足要求。

  CT 二次端必须有合适负载。负载开路时，初级安匝不能被正常的二次电流抵消，磁芯磁通和二次电压会异常增大。负载过大也可能使磁芯过早饱和，表现为波形压扁、相位变化或过流读数失真。

驱动电路 反馈采样

2.3.3 L1 和 R1 为什么能把反馈边沿提前

  反馈 CT 的输出节点有一条经 L1、R1 回地的负载路径。R1 为 51 Ω，L1 标为 10–60 µH，并通过 SV1 选择所用端子或抽头。R1 把电流变化变成同相电压，L1 则产生与电流变化率有关的电压。暂时忽略 C32、输入支路负载与 CT 励磁误差，取样电压可写成：

$$v_s\approx R_1 i_s+L_1\frac{di_s}{dt}$$

  设 $i_s=I_s\sin(\omega t)$，则 $v_s=I_s\left[R_1\sin(\omega t)+\omega L_1\cos(\omega t)\right]$。后面这个余弦项在电流过零附近最大，它与电阻上的正弦项相加，使取样电压的过零相位领先于电流。等价写法为 $v_s=I_s\sqrt{R_1^2+(\omega L_1)^2}\,\sin(\omega t+\varphi)$，其中 $\varphi=\arctan\frac{\omega L_1}{R_1}$。R1 既决定信号幅值，也决定同一 L1 能产生多少相位超前。

  比较器、逻辑门、UCC、MOSFET、GDT 以及 IGBT 从收到命令到真正转换，都需要时间。如果总延迟为 τ，而直接按电流过零才发命令，实际开关动作会落在过零之后。L1 让命令提前，目的就是使这段提前量抵消后级延迟。相位与时间的换算是 $\Delta t=\frac{\varphi}{2\pi f}$，或以角度表示 $\Delta\varphi=360°\,f\,\Delta t$。小角度时 $\varphi\approx\frac{\omega L_1}{R_1}$，所以 $\Delta t\approx\frac{L_1}{R_1}$。

  以 50 kHz、R1=51 Ω 为说明例，L1=10 µH 时相位超前约 3.5°、时间约 0.20 µs；60 µH 时约 20.3°、时间约 1.13 µs。这里并没有给出“应当调到多少”的结论，因为各级延迟、CT 相移和 IGBT 工作电流会改变结果。正确的相位补偿，是让实际换向与电流波形相配合，而不是把 L1 一直加大。

串联电阻电感负载产生超前取样的示意 以理想电流源为近似

  C32 为 150 pF，直接跨在 CT 输出与地之间。频率很高时，它把一部分电流旁路回地，限制尖峰，并改变 L1 支路的高频响应。更完整的取样阻抗近似是 $Z_s=\frac{R_1+j\omega L_1}{1+j\omega C_{32}(R_1+j\omega L_1)}$，还没有计入比较器输入耦合支路。因而单独的 arctan 公式只是在相关寄生和并联负载影响较小时的近似。随意增大 C32，可能把希望获得的相位超前抵消掉，甚至引入额外谐振。

2.3.4 限幅反馈输入

  取样电压通过串联 C5（100 nF）与 R2（1 kΩ）到 TL3116 的反相输入。C5 隔开 CT 的零伏直流参考与比较器的偏置参考，使交流变化可以叠加到后者。R2 限制输入钳位二极管的电流，也与输入电容、布线电容共同影响边沿。它不与位于前面 CT 节点的 C32 构成一个可以随意套用的单独 RC 低通。

  R3（1 kΩ）从 +5 V 接到偏置点，R4（470 Ω）把偏置点接地，所以 $V_{bias}\approx 5\times\frac{470}{1000+470}=1.60\,\mathrm{V}$。C6（1 µF）从偏置点到地，保持它在快速信号下接近固定电位。D1、D2 反并联在比较器输入与这个偏置点之间，使得限幅中心电压约为 1.60 V。在没有明显直流输入电流且进入周期稳态时，C5 将交流耦合到该限幅范围，D1、D2 在过大的半周提供回流并帮助建立工作点。

  IC10（TL3116）的同相输入由另一组 R5（1 kΩ）、R6（470 Ω）建立约 1.60 V 门限。输入变化送到反相端，所以当反相端升到门限以上，Q 会下降；反相端降到门限以下，Q 会上升。芯片同时给出 Q 和互补输出，分别成为两个驱动方向的原始相位。[6]

  R26（470 Ω）与 C33（220 pF）串联后，和 R7 并在同一个输出到同相输入的反馈方向。直流时 C33 开路，主要剩 R7 的静态回差；Q 刚翻转时，C33 传递快速变化，通过 R26 给同相端一个同方向的瞬态推动，使比较器在这段时间更不容易被噪声拉回去。R26 限制这次瞬态电流与过强的反馈，C33 决定瞬态的电荷量和频率特征。由此可见，主要的可调相位超前来自 CT 负载中的 L1 与 R1；R7、R26、C33 主要影响比较器的静态与动态回差，并间接改变翻转位置。PHASE 跳线则交换送向两路输出的互补相位，负责反馈极性选择。把两路对调相当于改变 180° 的方向。

2.3.5 闭环自激实现串联谐振

  当运行允许有效时，比较器某一初始状态能通过逻辑门给功率桥一个初始激励，初级出现电流，CT 给出新的比较输入。如果绕向与 PHASE 选择正确，下一次桥换向继续沿有利于能量注入的方向发生，振荡幅度逐步建立。进入连续载波后，回路电流的过零时间由 L、C、耦合、损耗及负载共同决定。比较器看到这些时间变化，再把新的相位交给驱动链，因此不存在独立固定载波振荡器强迫全桥一直工作在某个设定频率。这是追频的来源。

  到这里，闭环只差最后一环：比较器的输出如何变成四个 IGBT 栅极上的实际驱动。TL3116 给出的是两路互补方波 Q 与 $\overline{Q}$，它们还只是低压逻辑信号，电流能力也只有毫安级，推不动 IGBT 的栅极电荷。完整路径是：Q 与 $\overline{Q}$ 先接到 PHASE 跳线，由跳线选择两路相位的正反顺序——这一步决定了反馈极性，接反了自激方向错误，轻则无法起振，重则电流失控。选通后的两路相位各自进入一个 74HC08 与门（IC5A、IC5B），与门的另一个输入是末级使能 E：E 为高，相位方波通过；E 为低，两路同时输出低，桥获得明确的关断命令。这就是灭弧器和过流保护能够控制全桥的接入点。

  通过与门的方波随后进入 UCC27423（IC8、IC9）。这是两片双路 MOSFET 驱动器，把逻辑电平的边沿放大为能快速给栅极电容充放电的大电流脉冲。它们的输出不去直接驱动 IGBT，而是推动一级由小功率 MOSFET 组成的图腾柱（推挽）电路，进一步放大电流并抬升到 +9 V 摆幅。放大后的差分信号经耦合网络加到 GDT 初级，GDT 的四个次级分别把驱动电压送到四只 IGBT 的栅极（详见 2.5 节）。GDT 隔离了电位：上桥臂发射极在桥臂中点上快速摆动，任何共地的直接连接都会短路全桥。

  把整个闭环串起来看：初级电流 → CT 取样 → L1/R1 相位提前 → 限幅偏置 → TL3116 过零比较 → PHASE 选择 → 与门（受 E 控制）→ UCC 驱动 → 图腾放大 → GDT → IGBT 栅极 → 桥输出改变 → 初级电流再次变化 → 回到 CT。信号绕这一圈没有任何频率基准参与，全桥的每一次换向都由初级电流自己的过零时刻决定，这就是自激闭环的完整含义。

2.4 正常灭弧和过流如何变成同步停止

  先说清楚这一节要解决的根本问题：全桥不能在任意时刻被切断。串联谐振回路里流动着几百安培的近正弦电流，切断动作就是让 IGBT 在某个电流值下关断。IGBT 关断时电流不能瞬时归零——内部储存的载流子要形成尾电流继续流动，而桥臂中点电压已经开始上升。关断时刻的电流越大，电流与电压重叠的时间窗里耗散的能量 $E_{off}=\int v(t)\,i(t)\,dt$ 就越大，热量集中在芯片内部，轻则发热严重，重则二次击穿损坏。

  谐振电流是正弦的：每个周期里电流两次过零、两次到达峰值。如果在电流峰值处强行命令关断（这叫硬关断），损耗是峰值的电流乘上全部母线电压；如果等到电流过零附近再关断（接近零电流关断，ZCS），重叠能量几乎为零。同一个装置，关断时机选得好不好，损耗可以差出两个数量级。

  麻烦在于，灭弧器和过流保护是异步事件：灭弧请求的撤销由低频定时逻辑决定，过流由比较器检测，它们在载波周期里的哪个相位上发生完全随机。如果让这些事件直接去切断驱动，就是拿关断损耗赌博。这一节讲的同步停止机制，就是把"停止请求"与"实际切断"分开：请求可以随时到来，但实际切断被推迟到下一个反馈边沿——也就是初级电流接近过零的时刻。

2.4.1 先区分停止请求与最终关断

  整个机制只用三个信号就能说清楚。B 是光接收器整形后的灭弧方波（灭弧器要求多长，B 就高多长）；E 是最终使能，直接决定载波方波能否到达驱动芯片——E 为高，全桥正常工作；E 变低，两路载波与门同时输出低，四个 IGBT 关断。关键设计：B 的下降（停止请求）不直接连到 E 上，中间隔着两个 D 触发器。

  为什么不能直接连？看时间轴就明白。灭弧定时器只知道"这段 burst 该结束了"，它完全不知道谐振电流此刻在正弦的哪个位置。如果 B 一下降就让 E 跟着下降，E 的下降沿就落在电流周期的随机相位上——运气好落在过零附近，运气差正卡在电流峰值，硬关断。过流保护更矛盾：它必须在电流过大时尽快响应，而电流过大恰恰说明此刻电流在峰值附近——直接切断等于专挑最坏的时刻关断。

  解法是把关断时机锚定在反馈方波上。回顾 2.3 节：TL3116 输出的反馈方波，其边沿位置由初级电流过零经相位补偿后确定。也就是说，反馈方波的上升沿就是"现在电流接近过零"的实时标记。让 E 的下降不响应 B 或过流本身，而响应下一个反馈边沿，就自动把 IGBT 的关断动作安排在了电流最小的地方。代价是：从请求到实际关断，要等零到一个载波周期（50 kHz 时最多约 20 µs），这段等待里电流还会沿正弦继续走低——这正是我们要的效果。

  但等一个边沿需要一个前提：反馈时钟还在跑。如果停止请求发出后振荡已经衰减到 CT 采不到信号，反馈方波消失，"等下一个边沿"就永远等不到。所以还需要一条 RC 后备通路兜底：请求撤销后电平开始充电，超过门限就强制清零 E，保证没有反馈时也能停机——只是这种强制清零无法挑选电流相位，属于应急而非软开关。下面三小节按信号流展开这两条通路。

驱动板运行请求 限时和同步停止局部原图

  IC4E、R11、R12、D22、C9 先限制过长的请求。起初 C9 电压低，IC4E 输出高，B 变高时 IC5D 输出 W 也高。W 一方面进入 IC5C，另一方面给 C9 充电。D22 的导通方向是从 W 经 R11（2.2 kΩ）到 C9，R12（20 kΩ）另提供一个双向路径；C9 为 0.1 µF，所以高电平时有较快的充电支路。

  C9 上升到 IC4E 的上门限，IC4E 输出低，把 IC5D 的 W 拉低。这就算输入 B 仍高，也能结束这段局部请求。W 降低后 D22 截止，C9 主要经 R12 放电；其恢复时间常数约为 2 ms，比充电慢。R11 限制快充电流，R12 规定慢恢复，D22 使两个方向不对称，C9 保存这段时间内的电荷状态。若输入一直卡在高电平，C9 放到下门限后这套网络仍可能再次允许一段 W，因此它是限宽和恢复网络，不能据此宣称永久故障锁死。

2.4.2 第一个 D 触发器记住本次是否已过流

74HC74 带异步置位/复位D触发器真值表

  2.4.1 说了机制的目标，现在看具体实现。信号链是：B 先经 IC4E、R11、R12、D22、C9 组成的限宽网络变成 W，再与过流标志 $Q_A$ 相与得到 RUN（IC5C），最后由第二个触发器把 RUN 的撤销转成"等反馈边沿再落 E"。三个信号各司其职：W 管本次 burst 最长能多长，$Q_A$ 管这次运行有没有被过流取消资格，E 管驱动方波最终通不通。

  IC6A（74HC74）的 D 与低有效 PRE 都接 +5 V，CLK 接 B，低有效 CLR 接 LM311N 输出。在不过流、CLR 为高时，B 的上升沿把 D=1 写入 $Q_A$，本次 burst 获得资格。B 的下降沿没有采样作用，所以正常请求结束后 $Q_A$ 通常仍保持 1；它不会因为 CLK 下降就自动变为零。[7]

  如果过流比较器把 CLR 拉低，$Q_A$ 无须等待时钟便变成 0。即使电流随后下降、比较器输出恢复高电平，$Q_A$ 也不会自己回到 1，因为没有新的 B 上升沿。这个记忆作用阻止同一次 burst 在过流解除后反复重启。下一次独立 burst 到来，并且 CLR 已恢复高时，才有机会再次采样 D=1。IC6A 的反相输出经 R14（470 Ω）接到 LED 接口，给过流状态指示限流。

2.4.3 第二个 D 触发器为什么能等待反馈边沿

  IC6B 是真正执行"等待"的元件。它的 D 接地（含义：一旦被时钟触发，E 就要清零），CLK 接 TL3116 的反馈方波，低有效 PRE 接 IC4A 输出，低有效 CLR 接 IC4B 输出，Q=E 同时送给两路载波与门。只有 PRE、CLR 都为高时，CLK 上升沿才把 D=0 复制给 E；PRE 低会异步把 E 置高，CLR 低会异步把 E 清零。[7]

  运行期间（RUN 高），IC4A 输出低，PRE 被拉低，E 被异步保持在 1——这是关键的"悬挂"动作：D 虽然接地，但 PRE 的异步置位优先于时钟，所以运行中反馈边沿再多也不会把 E 清掉。同时 IC4A 通过 D3 快速拉低 C10 节点，IC4B 输出高，CLR 被释放。这一步回答了"D 明明接地，为什么还能一直运行"。

  现在看正常灭弧时序。B 下降使 W、RUN 随之下降；IC4A 输出升高，PRE 立刻被释放为高。但 C10 电压不能瞬变，仍接近零，IC4B 输出保持高，CLR 也被释放。此时 IC6B 处于 PRE=1、CLR=1、D=0、E=1 的状态——停止请求已经挂起，但 E 还没动。全桥继续按反馈节奏换向，谐振电流沿正弦继续向过零走。

  下一个 TL3116 反馈上升沿到达 CLK 时，IC6B 才把 D=0 写入 E，E 下降，IC5A、IC5B 同时输出低，四只 IGBT 关断。由于反馈边沿被相位补偿对准了电流过零附近，这个关断动作发生在电流接近最小的时刻——这就是 2.4.1 说的"把切断锚定在反馈边沿"落到实物的样子。等待时间介于零和一个载波周期之间；若 PRE 释放恰好贴近时钟边沿，还要满足异步释放的恢复时间，不能当成绝对零延迟。

  与此同时，C10（10 nF）经 R13（10 kΩ）从 IC4A 的高电平充电（D3 在这个方向截止），电压按近似 $v_C=V_{OH}\left[1-e^{-t/(R_{13}C_{10})}\right]$ 上升。达到 IC4B 上门限 $V_{T+}$ 后，IC4B 输出变低，CLR 强制把 E 清零。超时近似 $t_{timeout}=-R_{13}C_{10}\ln\left(1-\frac{V_{T+}}{V_{OH}}\right)$；若示意取 $V_{T+}=0.6V_{OH}$，结果约 92 µs。

  这条 RC 后备通路处理"已要求停机，但反馈时钟消失"的情况——例如振荡衰减到 CT 采不出信号。正常有反馈时，E 早在更早的 CLK 上升沿就清零了，RC 只是兜底；而强制清零发生时没有电流相位可用，不保证软开关。下次 RUN 升高时，D3 从 C10 向 IC4A 低电平导通、绕过 R13 快速放电，让 CLR 尽快回高准备启动。

正常灭弧的同步停止时序 QA 保持高 E 等待下一次反馈上升沿 示意波形

  这张时序图以稳定运行中的一段波形为起点：t₀ 为请求撤销，t₁ 为随后可用的反馈上升沿，t₂ 为 RC 后备清零。t₀ 到 t₁ 之间，PRE、CLR 都高，E 保持；到 t₁，E 才清零——全桥实际是在 t₁ 附近、电流接近过零处停止的。

  还有一个启动细节不能省略。停机后 C10 较高、CLR 较低，新 RUN 到来时 PRE 会先被拉低，D3 再使 C10 放电、让 CLR 释放，两者之间可能短暂同时为低。74HC74 在 PRE、CLR 同时有效时的输出不再是正常互补状态；实际设计必须检查这段过渡、D3 放电电流、逻辑恢复时间和最终 E 的波形。

2.4.4 保护 CT 如何触发 LM311N

保护 CT 的整流取样和 LM311N 比较网络

  保护 CT 的交流电流送到 D4、D5、D6、D7 组成的肖特基整流桥。一个半周由 D4 与 D7 构成回路，另一个半周由 D5 与 D6 构成回路，流过 R17 的方向始终相同。R17 为 5.1 Ω，接在整流输出与地之间，直接把整流后的电流变成检测电压。在线性 CT、整流桥正常导通且忽略动态误差时，$v_{sense}\approx|i_p|R_{17}/N$。若 N=1000、初级瞬时电流为 300 A，R17 上约为 1.53 V。桥的两只导通二极管要求 CT 在其交流端再提供约 $2V_F$ 的电压；因为这里首先是电流源式取样，不能机械地把负载电压写成 $|i_p|R_{17}/N-2V_F$。

  IC7（LM311N）的反相输入接检测电压，同相输入接 VR1 滑臂。R16（1.8 kΩ）把 +9 V 接到 VR1（10 kΩ）上端，VR1 下端接地。忽略输入电流时，电位器上端约为 9×10/(10+1.8)=7.63 V，滑臂可在接近零到这个值之间选择比较门限。C15（0.1 µF）从滑臂到地，减小门限中的干扰。

  若检测电压低于门限，LM311 的输出晶体管截止，R15（1 kΩ）把输出拉到 +5 V，提供给 74HC74 可用的高电平。若检测电压高于门限，内部输出晶体管导通，把输出拉低，触发 IC6A 的 CLR。LM311 用 +9 V 供电，而开集电极输出由 +5 V 上拉，这就是模拟比较供电与逻辑电平可以不同的原因。[8]

  按上述理想模型，$I_{trip}$≈N·$V_{ref}$/R17。若 N=1000、$V_{ref}$=1.5 V，则约在 294 A 触发。这个计算用来理解调节方向：提高 VR1 门限，允许更大电流；增大 R17，在同一电流下得到更高检测电压，触发电流降低。

2.4.5 过流请求如何等到下一次反馈边沿

  过流走的是同一条"挂起—等待边沿"的路，只是触发源不同。设 B 仍然为高，谐振电流却在 $t_0$ 越过门限：LM311 输出变低，异步清除 IC6A，$Q_A$ 从 1 变 0；IC5C 随即把 RUN 拉低，IC4A 抬高 PRE，C10 开始经 R13 充电。到这里为止，与正常灭弧走的是同一条停机链，唯一区别是过流把本次资格记成了 0，本次 burst 不可能再被允许。

  此刻 E 仍然为高，全桥还在工作。这正是设计意图而不是疏漏：过流检测点在电流峰值附近，此刻硬切断损耗最大。E 保持到下一个反馈上升沿，让谐振电流先沿正弦走向过零，再在电流最小处关断。代价是保护动作有最多一个载波周期的延迟，期间电流可能继续小幅增长，所以触发门限必须预留比较延迟、逻辑延迟、同步等待和器件关断时间的余量。

过流触发后的同步停止时序 B 仍为高 QA 已被清零 示意波形

  电流下降使 LM311 输出恢复高后，IC6A 仍保持 $Q_A$=0，RUN 因此保持低，不能在同一 burst 内立即重启。正常灭弧只撤销 W，而过流还撤销 $Q_A$，这正是两个触发器不能随意合并成一个的原因。若反馈时钟丢失，仍由 R13、C10、IC4B 超时关断兜底；它保证最终停机，却不能替代针对极快短路故障的器件级保护设计。

2.4.6 同步停机为什么有助于降低关断损耗

  把 2.4.1 的损耗分析和 2.4.3 的时序对应起来，就能看清同步停止的价值：E 的下降沿总是被安排在经相位补偿的反馈上升沿处，也就是初级电流接近过零的时刻，而不是灭弧定时器或过流比较器触发的随机相位。补偿得当时，关断瞬间的 $I_C$ 已经很小，$V_{CE}$ 上升与尾电流重叠的能量 $E_{off}=\int v(t)\,i(t)\,dt$ 随之显著减小。

  同时要划清界限：这套机制实现的是接近零电流关断（ZCS），不等于零电压开通（ZVS）。D 触发器只选择停止时刻，它不知道也不能控制器件两端电压；反并联二极管是否先接管电流、桥臂电容是否完成换流、下一只 IGBT 开通时 $V_{CE}$ 是否已降到接近零，都属于功率级的换流过程。可靠的判断要从 $t_0$ 请求撤销一路追踪到最后一个 $V_{GE}$ 边沿，再查看同一时刻的 $I_C$ 与 $V_{CE}$，不能只看 E 的逻辑波形。

2.5 驱动脉冲如何经过 GDT 控制全桥

2.5.1 UCC27423 给外部 MOSFET 栅极充放电

  逻辑门可以给出电压高低，却不能在很短时间内给多个功率器件的栅极送入足够电荷。IC8、IC9 使用 UCC27423，两路输入都为反相：输入高时对应输出低，输入低时对应输出高。[9] UCC 后面接两组互补 MOSFET，组成一座驱动 GDT 的低压全桥。驱动板的 Q1A、Q2A 为下侧器件，Q1B、Q2B 为上侧器件，另一座由 Q3A、Q4A、Q3B、Q4B 对称组成。

一组 UCC 输出和 MOSFET 电容移位驱动原图

  以驱动板 Q1A、Q1B 这一支为例，Q1A 的源极接地，栅极直接接 UCC 输出，收到约 +9 V 时导通，收到约 0 V 时截止。Q1B 的源极接 +24 V，是相反栅源极性控制的上侧器件。它需要栅极比源极低若干伏才导通，不能把 0 至 9 V 的逻辑波形直接相对地套给它。

  R18（1 kΩ）把 Q1B 栅极拉向 +24 V，所以没有变化时 $V_{GS}$ 接近零，上侧器件趋于截止。C21（0.1 µF）串在 UCC 输出与 Q1B 栅极之间，传递的是电压变化。假设 UCC 输出原来为 9 V、上侧栅极已由 R18 拉到 24 V，C21 已存有对应电压；当 UCC 突然从 9 V 降到 0 V，电容电压不能瞬变，上侧栅极也近似下降 9 V，来到约 15 V，形成约 −9 V 的栅源电压。于是下侧 Q1A 截止，上侧 Q1B 导通，桥臂中点上升。

  随后 R18 会把上侧栅极缓慢拉回 24 V，负栅源电压逐渐减小。仅按 R18C21 估算的时间常数为 100 µs，这解释了为何该级适合交流脉冲而不适合无限维持一个静态高端导通状态。C21 若漏电或容量过小，上侧导通期间栅源电压更快回落，输出可能在一个长脉冲中变弱；R18 若开路，直流恢复与默认截止状态就不再可靠。

  当 UCC 输出再次从 0 V 升到 9 V，下侧 Q1A 获得正栅源电压而导通，C21 把上侧栅极向上推，使 Q1B 关断。若栅极被推得高于 +24 V，D8 导通，把正向超出的电荷送回上侧电源，并帮助 C21 重新建立偏置。D8 与 R18 并联，服务于上侧栅源电压的恢复和钳位；它并不是高压 IGBT 上的功率 TVS，R18 也不是串联在栅极上的开通电阻。

  驱动板的另一支用 C20、R19、D9 实现 Q2B 的同样过程：C20 为 0.1 µF，R19 为 1 kΩ，D9 为 MCL4148。第二座驱动桥中，C26、R22、D10 对应 Q3B，C27、R23、D11 对应 Q4B，数值和连接方式相同。这四个电容都是信号移位电容，不是 +24 V 对地去耦；四个电阻都是上侧栅极回到源极电位的恢复路径。

2.5.2 两个输出点的差分电压怎样激励 GDT

  第一座低压驱动桥的两个中点交替接近 +24 V 和 0 V。若一端高另一端低，GDT 初级得到一个极性的电压；两端状态交换，初级得到相反极性。重要的是初级两端的差，而不是任意一端对地电压。两端同高或同低时，差分激励接近零。

  通向 GDT1 的一条线路中，C24、C25 各为 1 µF，并联后约为 2 µF；R20、R21 各为 33 Ω，也并联跨在这组电容两端，等效约 16.5 Ω。整个并联 RC 网络串在桥输出到 GDT 初级的路径上。载波频率较高时，电容提供较低阻抗的交流通路；脉冲结束后，电阻让电容上的不平衡电荷逐步释放，并为暂态提供阻尼。以理想值估计，这组 RC 的时间常数约为 33 µs。

  当 E 清零时，两只载波与门输出都变低。因为 UCC27423 反相，它的输出会变高，使下侧 N 沟道器件导通、上侧器件进入截止恢复，两个桥中点都被拉向地，GDT 差分激励趋近零。

2.5.3 GDT 为什么能让四个栅极各自浮动

  GDT 是门极驱动变压器。初级电压改变磁芯磁通，次级绕组因同一磁通变化而产生电压；理想情况下 $\frac{V_s}{V_p}=\frac{N_s}{N_p}$。每个次级只连接一只 IGBT 的 G 与 E，它的参考点随这个发射极一起移动，而不需要把发射极接到驱动板地。这对上桥臂尤其关键，因为上管发射极就是快速摆动的桥臂中点。

  全桥图画的是一个初级配四个次级的功能示意，驱动板则提供 GDT1、GDT2 两个输出。实际可以由两只 GDT 分担相应门极负载，但每只的初级、次级数、绕向和接到哪一组管子必须形成明确对应，不能因标签相似就把两个有源输出并联。无论采用哪种实物分配，最终都要使同一桥臂上下管获得相反控制，使两条对角线按要求一起工作。

  绕组旁的小圆点表示同名端。当初级点端电压相对非点端上升时，各次级点端也按同一极性变化。图中 G1、G4 一组与 G2、G3 一组的绕向安排，就是让一对角线得到正 $V_{GE}$ 时，另一对得到负 $V_{GE}$。把任一组 G、E 或绕向弄反，会改变门极控制极性，轻则无法建立振荡，重则让同桥臂上下管同时导通。

  变压器传的是变化磁通。由 $v=N A_e\frac{dB}{dt}$ 可得 $\Delta B=\frac{\int v\,dt}{N A_e}$，一个周期的正、负伏秒若不平衡，磁通会逐周期偏移，最终接近饱和。饱和时磁化电感下降，初级电流急增，门极波形也会变形。增加匝数可以减小同一伏秒产生的磁通变化，但可能增加漏感和绕组电容，所以不能只按“匝数越多越安全”处理。

  在稳定对称方波、每半周为 T/2 时，单次磁通摆幅近似 $\Delta B=\frac{V_p}{2fN_pA_e}$。同时，磁化电流的变化近似 $\Delta I_m=\frac{V_p\,\Delta t}{L_m}$。读这两式可以看出，长时间的单极性驱动尤其危险；停止时的复位脉冲、绕组负载以及串联 RC 也会改变下一次启动的磁通起点。门极变压器的绕组极性、绝缘和伏秒平衡应同时满足，不能只用万用表测通断来判断工作正确。

2.5.4 IGBT 如何在一个换向过程中导通和关断

  IGBT 的栅极通过绝缘层控制器件内部导电状态，主电流流过集电极与发射极。所谓压控，不代表栅极无需电流；开通时必须送入栅极电荷，关断时必须抽走。栅极电压跨过阈值后，器件开始承载电流，但仍未必达到低损耗的充分导通状态。集电极电压变化期间还会出现米勒平台，驱动电流主要用于处理栅集电荷。

  因此关断不是命令一下达，集电极电流立刻归零。GDT 要先拉低 $V_{GE}$，内部储存的载流子还可能形成尾电流。若这时 $V_{CE}$ 已经很高，尾电流就与高电压重叠产生损耗。前文的相位补偿和反馈同步停机，正是在系统层面尽量减少这种不利重叠，而门极电阻、驱动阻抗和器件本身决定具体边沿。

GDT 高压整流 母线和 IGBT 全桥原图

  全桥 Q1、Q2 构成左桥臂，Q3、Q4 构成右桥臂，采用图示 CM300DY-24H 双单元模块的两个开关位置。Q1 与 Q4 导通时，电流路径为母线正端、Q1、输出 1、初级谐振回路、输出 2、Q4、母线负端，负载看到一个极性的母线电压。Q2 与 Q3 导通时，输出极性交换，负载得到相反电压。

  谐振电流不一定总与当下桥电压同向。若电流方向尚未随命令改变，它可能先流经模块的反并联二极管，把能量返回母线或钳住某个桥中点。二极管允许的方向与 IGBT 主导通方向相反，正是感性回路换流所需的续流路径；它们不是额外产生功率的支路。随后电流自然换向，才转到相应 IGBT 的正向导通通路。

2.5.6 整流桥和电解电容组如何提供母线能量

  MDS100D-16 在图中画成六只二极管组成的三相桥。任一时刻，较高电位的相线经上组二极管接到直流正端，较低电位的相线经下组二极管接到负端，随着相位改变换另一对导通。大电容输入且接近空载时，母线会接近线间有效电压的 $\sqrt{2}$ 倍；380 V 线间输入可接近 537 V。连续电流条件下常见的 $1.35V_{LL}$ 平均值与这个电容充峰值模型不同。图中写有 380 V 或 220 V，实物应先明确它指线间还是单相输入和相应接法。

  图上标为 C1 的上组由三只 450 V、4700 µF 并联，标为 C2 的下组也由三只同规格并联，两组再串联。每组约为 14100 µF，两组串联的等效电容为 7050 µF。母线在 burst 期间向全桥送能量，电容电压随取走的电荷下降，近似 $\Delta V=\frac{I_{avg}\Delta t}{C_{eq}}$；整流输入随后补回。储能为 $E=\frac{1}{2}C_{eq}V_{bus}^2$，按 7050 µF、540 V 计算约为 1.03 kJ。

第三章 从参数设计到整机制作与调试

3.1 先确定运行条件和器件能力

  设计先考虑目标电弧长度，根据计算器推算整机功率大小，进一步推算全桥所需功率管电流、耐压，再进行谐振频率估计，推算次级线圈和顶端大小，最终确定初级线圈和电容组大小。一般超过1KW机器，建议谐振频率小于50Khz，大于20Khz，大功率IGBT一般频率上限在50Khz以内，谐振频率过高会导致全桥工作区间不良，谐振频率过低，音乐效果会变差，部分声音频率不可达。一般经验值参考，全桥功率管电流按照平均功率下的平均电流的20-30倍计算最为稳定。

CM300DY-24H全桥

一个比较有趣的事情，目前DRSSTC大多数爱好者会采用CM300DY 或 CM600DY等IGBT模块，但是实际峰值谐振电流远超300/600A，且谐振频率50Khz也远超模块参数表规定频率20Khz。[A1]经过部分尝试，其他型号的IGBT模块工作效果并不理想，容易击穿或烧坏，但三菱的CM系列IGBT已经停产多年。我之前询问三菱技术客服，其表示该系列模块在设计初期保留有较大设计余量，因此在DRSSTC的恶劣工作环境下较为稳定。

  同时应进一步确定供电电压，如三相380V供电或单相220V供电，选择对应的整流桥，并根据平均功率电流，选择1.4-2倍以上的整流桥，并配备响应的IGBT及整流桥散热。

3.2 用同一组参数贯穿计算

  下面用一组计算假设说明参数之间的关系：装好顶端的次级在低压下测得约 50 kHz，初级电容选作 0.50 µF 的计算目标，考察 200 A 初级峰值、100 µs 脉冲长度和每秒 100 次请求。

  先由频率与电容反算初级总电感。这个总量包含初级绕组、抽头和到 MMC 的连接，不包含随意折算进去的桥端吸收电容。

$$L_p=\frac{1}{(2\pi f_p)^2C_p}\approx20.3\,\mu\mathrm{H},\qquad Z_0=\sqrt{\frac{L_p}{C_p}}\approx6.37\,\Omega$$

  Z₀ 是谐振回路的特性阻抗，不是谐振时的损耗电阻。用近似正弦电流估计 MMC 电压，得到峰值电压约 1.27 kV。由此可见，即便母线电压还不高，谐振电容上的局部电压也可能很高。

$$V_{C_p,pk}\approx\frac{I_{p,pk}}{2\pi f_pC_p}\approx1.27\,\mathrm{kV},\qquad E_{L,pk}=\frac12L_pI_{p,pk}^{2}\approx0.405\,\mathrm{J}$$

  0.405 J 是这个假设电流峰值时刻的初级磁场储能。它不等于一整个脉冲串从母线取得的总能量，也不能直接当成顶端放电能量。桥在脉冲串内不断做功，同时有能量进入次级和损耗，单次输入应通过桥电压与电流的瞬时乘积积分求得。

$$E_{burst}=\int_{burst}v_{bridge}(t)i_p(t)\,dt,\qquad P_{avg}\approx f_{burst}E_{burst}$$

  50 kHz 的周期为 20 µs，100 µs 内约有五个载波周期。重复率为 100 Hz 时，名义请求占空比为 1%。如果暂时把脉冲串内电流看成幅值恒为 200 A 的正弦波，把其余时间电流视为零，可得全时间有效值约 14.1 A。实际电流包络会上升、衰减，关断后还会振荡，应对完整测量记录积分，而不是仅用这一个估算值选电容。

$$D=t_{on}f_{burst}=0.01,\qquad I_{rms}\approx I_{pk}\sqrt{\frac{D}{2}}\approx14.1\,\mathrm{A}$$

  这组计算把频率、电感、电容、电流和储能连在了一起。以后只要改变其中一项，就沿同样关系重新核对。初次级耦合后的频率分裂、流注负载和真实开关损耗仍要通过装机测量补上，不能让这些理想式承担它们没有包含的物理过程。

3.3 制作次级绕组和顶端

  次级骨架先检查圆直度、表面干燥程度和材料是否含导电填料。绕线区域要平滑，两端留出用于固定和处理引线的绝缘空间。把骨架装在能平稳转动的轴上，线轴单独固定，让线保持均匀轻张力，避免拉伤漆膜或把细线拉长。转动装置的速度应让操作者能够及时发现压线和交叉。

PVC管 次级线圈

  绕组匝数要按漆包线实际外径和匝间距估算，不能把裸铜直径直接当作排线节距。设绕组高度为 h、排线节距为 p，匝数约为 h/p；线长先用平均绕组周长乘匝数，再加引线和工艺余量。例如，绕组直径 100 mm、高度 300 mm、节距 0.30 mm 时，大约是一千匝、三百余米导线。这只说明材料用量的算法，并没有宣称该尺寸就能工作在前面的 50 kHz。

  绕制时从第一匝开始保持平行，发现交叉应当场退回处理，不能靠涂胶遮住。两端引线需要机械固定，不能让漆包线焊点承担顶端重量。绕完后先检查连续性和明显伤痕，再使用与漆膜、骨架相容的绝缘涂层；按材料说明薄涂、排泡、充分固化，避免把潮气和溶剂封在内部。

  顶端可以采用光滑金属环或球，建议使用专用均压环。环的外径、管径、安装高度与接缝都要记录。顶端一方面改变等效电容和频率，另一方面改善绕组上端的电场分布。出弧针或出弧点用于指定优先放电位置，避免放电从接缝或绕组上端随机开始。

均压环顶端

  装好顶端、底部回流和预定支架后，断开功率系统，用低能量信号源经弱耦合小环激励，再用另一只拾取环或合适的电场探头观察响应。慢慢扫频，记录峰值附近的频率和带宽。靠近线圈的手、金属架与示波器线都会改变读数，因此测量位置应固定。

初次级线圈调谐方式

3.4 制作初级并调整耦合

  初级可以用铜管或满足高频电流要求的导体制作，关键是电阻、机械强度、接触质量和绝缘空间。先做可调整的绝缘支架，再盘绕导体；支架应能固定每一匝，不能靠抽头夹具同时承担线圈重量。弯管处避免压扁，尖角和毛刺要处理，连接 MMC 的去回线尽量靠近并缩短，减少额外回路面积。

  初次级装在一起后再做一次弱激励扫频。有耦合时可能看到两个响应峰，说明两个回路已经相互影响。初级独立频率与次级独立频率接近，并不等于工作中只有一个完全相同的峰。先记录初级、次级独立测量与装配后测量的区别，再决定后续抽头范围。

  耦合可以通过初级形状、相对高度和径向距离改变。耦合太弱时能量传递可能较慢，电流却仍可能在初级积累；耦合太强时又可能带来不合适的模式和绝缘压力。因此“电流大”不能直接推出“耦合太强”。若出现绕组表面爬电或初次级闪络，应先停止并检查电场、绝缘和几何位置，降低初次级耦合。

初级线圈及抽头 (最外圈铜管单独且接地，用于保护)

3.5 计算和组装 MMC

  初级电容先选明确用于脉冲或高频工作的器件。除容量和直流耐压，还要看交流电压随频率的限制、峰值电流、有效值电流、dV/dt、温升和寿命条件。[A2] 若单只容量为 C₀，每串 S 只，并联 P 串，总容量为 P×C₀/S。沿用 0.50 µF 的计算目标，假设已有通过电气核查的 0.15 µF 脉冲电容，三只串联、十串并联可以得到 0.50 µF，共三十只。

$$C_{MMC}=\frac{P}{S}C_0,\qquad V_{unit,pk}\approx\frac{V_{MMC,pk}}{S},\qquad I_{string,pk}\approx\frac{I_{MMC,pk}}{P}$$

  均压和泄放电阻需要按每只电容的电压、连续功率和电阻本身的工作耐压选择。它们帮助直流分压和停机放电，却不能保证高频瞬间的电压均分。用单只电容与并联电阻估算，放电到目标电压所需时间为 $R_bC_0\times\ln\frac{V_0}{V_t}$。

初级谐振电容组

3.6 装配全桥 母线和输入保护

  CM300DY-24H 的一个封装内含两个开关单元，制作全桥需要对应两条桥臂。安装前按手中型号的端子图核对 C1、C2E1、E2 与门极和辅助发射极端子，不按外壳朝向猜接线。功率端子用来承载主电流，门极回流应优先使用器件规定的辅助发射极连接，降低主回路电感对 $V_{GE}$ 的干扰。

  先安排局部换流回路：高频母线电容、桥臂上管和下管之间的路径应短而紧凑，正负母排尽可能彼此靠近。整流器和大电解负责补能，但不能让换流电流每次都沿很长的线跑到远处电解再回来。吸收电容和 TVS 的连接电感同样重要；原图未标出的额定参数必须通过寄生参数、实测过冲和器件资料确定。

  门极电阻、并联关断二极管和门极 TVS 放在对应模块附近，G、E 形成短回路。门极保护负责限制门极过压，功率 TVS 负责 C–E 支路的瞬态。

  散热器表面、平整度、导热界面和紧固力矩按模块手册处理。带绝缘底板的模块不应凭经验再随意叠加绝缘片，否则会改变热阻；也不能把“底板有绝缘”理解为端子和安装区域都可接触。热设计同时考虑芯片到外壳、界面到散热器以及散热器到空气的路径，并用脉冲瞬态热阻评估单个 burst 的结温变化。

  输入侧还需要保险或断路保护、预充、主接触器及其控制、放电路径和母线测量。预充先限制给大电容充电的浪涌，确认母线达到预定条件后再旁路预充电阻；超时或电压异常应停止继续送电。预充电阻不仅看瓦数，还要能承受单次充电的能量和重复充电的热积累。

$$E_{bus}=\frac12C_{bus}V_{bus}^{2},\qquad I_{pre,0}\approx\frac{V_{source}}{R_{pre}},\qquad \tau_{pre}=R_{pre}C_{bus}$$

  以第二章约 7050 µF 的母线电容、540 V 作能量核算，储能约 1.03 kJ。仅作为预充计算示例，若采用 330 Ω，理想初始电流约 1.64 A，初始电阻功率约 884 W，五个时间常数约 11.6 s。理想恒压源充电过程中，电阻还要消耗约 1.03 kJ。

电源 全桥 软起动连接 (from 山猫)

3.7 选择磁芯并绕制 GDT

  GDT 先选有材料资料、有效截面积和高频损耗数据的磁芯，再算匝数。仅知道“铁氧体磁环”或颜色不够，磁导率、损耗和饱和特性都可能不同。

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  匝数太少时磁通摆幅和励磁电流过大；太多又可能增加漏感、分布电容和布线长度，所以要兼顾低频伏秒与高频边沿。[A3]在对称双极性方波下，一个半周期内的磁通密度变化量约为 $\frac{V_p}{2fN_pA_e}$。这里的变化量是半周期摆幅，不是把正负峰值分别都当成同一个 $B_{max}$。用最低可能载波频率、最大初级电压和材料允许的工作摆幅核算，随后还要检查启动和停止时的非对称脉冲。

$$N_p\geq\frac{V_{p,max}}{2f_{min}A_e\Delta B_{allow}},\qquad \frac{V_s}{V_p}\approx\frac{N_s}{N_p}$$

  例如，假设初级方波幅值 24 V、最低频率 50 kHz、有效截面积 100 mm²、允许半周期磁通变化量 0.15 T，匝数下界算得 16 匝。尤其要注意原图驱动桥使用 24 V 电源，而所查模块的门极绝对额定为 ±20 V。[A1] 因此不能先把 GDT 做成一比一，再指望门极 TVS 在每个周期持续削掉多余电压。应先确定目标门极驱动电压与匝比，再核查电压下垂、负向恢复和钳位电流。

  驱动板给出两个 GDT 输出，功率图却画成一个初级、四个次级的功能示意。实际可以按负载分配使用两只 GDT，但必须逐路确认最终 Q1 与 Q4 同相、Q2 与 Q3 同相，同一桥臂上下管相反。不要把两个有源驱动输出直接并联。GDT绕制及接线方法。

3.8 频率反馈互感器及电流反馈互感器

  反馈 CT 和保护 CT 都应套在承载初级电流的单根导体上。若把去线和回线一起穿过同一个磁环，两者磁动势可能相互抵消，测不到需要的电流。导体绝缘和穿孔位置同样是装配的一部分，不能让母排边缘磨穿绝缘。

一组互感器绕制方法

  若采用两级级联实现一千比一，可以先以二十比一、再以五十比一作为比例演算。第一级次级构成闭合回路，并以一次穿孔作为第二级的初级，第二级次级接负载；总电流比例在理想条件下相乘。200 A 初级电流经过第一级变成 10 A，再经过第二级变成 0.2 A。第一级导线因此仍要承受相当电流，不能因总比例很大就用很细的线随意绕制。级联并不会消除励磁电流、饱和和相移。负载阻抗会反映到前级，两个磁芯都必须在载波及脉冲包络下工作正常。保护通道的 5.1 Ω 电阻与反馈通道的 51 Ω 加相位电感不是同一个负载，不能简单复制一只 CT 后就宣称两者性能相同。二次侧应在工作前可靠接入设计负载，运行中不得开路或拔插。

单磁环 一分二互感器绕制方法

  标定先用低能量交流注入。若测试导线穿过磁环 n 次，实际流过的测试电流为 $I_{test}$，则一次单匝工作导体的等效安匝为 $n\times I_{test}$。比如十匝测试线流过 1 A，等效为单匝 10 A，在理想一千比一及 5.1 Ω 负载上应得到约 51 mV 的幅值；峰值和有效值必须使用同一种定义。低电流标定可以核对比例和极性，高电流时是否失真还要另行验证。观察波形是否平顶、倾斜、过零位置漂移，以及长 burst 后是否变化。若检测通道先饱和，示波器上“电流不再上升”可能恰恰是失去测量能力。过流门限应以完整检测链的实测触发点标定，并留出比较器延迟和同步等待期间电流继续增长的余量。

3.9 分区装配灭弧器与驱动板

  控制板装配按电源、模拟输入、逻辑、输出四个区域推进。先核对 PCB 与第二章原图的网络、元件数值和封装引脚，尤其是运放、比较器、光收发器和 MOSFET 的实际型号。

驱动电路板

  先只装电源并限流供电。灭弧器检查整流节点、12 V 与 5 V，驱动板检查 5 V、9 V、24 V，同时核查所有电解极性和工作耐压。驱动板三个稳压器共用原始输入，24 V 线性稳压需要最低输入谷值仍有足够压差，而低压支路又会承担较大发热；变压器次级电压必须同时满足低线电压下的稳压条件和高线电压下的器件上限。

灭弧电路板

  灭弧器随后按第二章 2.2 的顺序装定时与音乐部分。先测 NE555 的 pin 3 与 C10，确认确实是输出反馈充放电。再测 LM348 的偏置、放大输出和比较结果，最后接入 CD4013、74HC221 与光发射。

ST光纤

  驱动板的比较器输入、CT 负载和去耦应靠近对应芯片，模拟回流避免穿过 MOSFET 脉冲电流路径。UCC 旁路、外部 MOSFET 和 GDT 接口尽量构成短驱动回路。GDT 输入线、CT 信号线和光纤各有不同用途，接插件应作明确区分并加机械固定，防止误插和振动脱落。

3.10 接入谐振回路并调整相位

  先接经过小信号测量的初级和 MMC，以短、稀疏的请求观察启动与停止。没有次级吸收能量时，初级电流可能增长得更快，不能把拆掉次级理解为功率部分负担必然更轻。如果使用测试负载，应明确它的高频阻抗和脉冲能力。确认反馈极性正确、过流链有效以后，再装入次级与顶端，重新记录振荡频率和电流包络。

  相位调整前先处理测量时延。不同探头、隔离放大器和电流探头的传播延迟不同，示波器通道的 deskew 应有依据。否则可能把测量链自身的延迟调进 L1，得到看起来对齐、实际却偏离的换向。对齐的对象也要明确：比较器边沿、实际 $V_{GE}$、$V_{CE}$ 变化和电流过零不是同一个时刻。

  PHASE 跳线负责反馈方向，L1 负责连续的相位提前。先确认自激方向正确，再从可控制的补偿范围逐步调整，每次只改一个量。第二章的 L1/R1 近似可以估计时间提前的量级，但最终要看实际开关时刻、尾电流重叠和过冲。补偿过大同样可能把换向推离合适位置，不能因为尖峰某次变小就一直增加电感。

  判断关断损耗时，尽量联合观察相应器件的电压和电流；初级电流可帮助判断谐振相位，但某一时刻可能由反并联二极管承担，不应无条件等同于某只 IGBT 的集电极电流。判断 ZVS 时，要看到开通前器件两端电压已由换流过程降下来。门极恰好在电流零点附近变化，是有价值的证据，却还不是完整结论。

  设置过流门限后，用受控方式验证触发点和延迟，并观察停止之前是否还有额外电流增长。原图保护走同步停止路径，不能替代专门针对桥臂直通或器件短路的快速保护设计。最后检查母线、门极、MMC 和次级绝缘都没有异常，再进入更高能量试验；增加母线、脉宽或重复率时每次只改变一项。

3.11 按能量和信号路径排查故障

  有灭弧指示但没有驱动时，先确认光接收 DO 是否改变，再看 B、W、$Q_A$ 和 E。若 B 没有变化，检查发光电流、光纤接口和接收供电；若 B 正常而 $Q_A$ 不允许，检查过流比较与重新请求条件；若 E 正常而无差分输出，再检查与门、UCC、MOSFET 与 GDT。不要先提高母线去试图让一个逻辑故障“启动起来”。

  低能量试验就出现异常大电流时，先断开能量并检查桥臂器件、门极相位、连接错误和重叠导通，再考虑谐振失调。正常谐振建立与直通尖峰的波形不同，不能都归因于“初级电感小”。若 GDT 只有开始几沿正常而后下垂，还应检查伏秒、磁芯和驱动桥上管的电容移位恢复。

  初级电流很大而次级输出弱时，回到低压下核对次级频率、顶端连接、初级抽头、耦合及回流。也要确认电流探头没有饱和。能量可能滞留在初级、进入错误的振荡模式，或在连接与电容中损耗，并不一定是母线功率不够。

  OCD 总是不动作或过早动作时，沿测试电流、CT、整流桥、R17、电位器参考、LM311 输出和 IC6A 逐段判断。先分清是比例不对、门限不对、干扰误触发还是比较器已经动作但逻辑没有按预期锁存。调整电位器只能改变其中一个环节。

  出现过冲、发热或闪络时，把问题定位到相应能量路径。$V_{CE}$ 过冲先核对测量方法、局部换流电感和补偿；$V_{GE}$ 过冲看门极回路、GDT 和钳位；MMC 局部热看均流、损耗与接触；次级闪络看电场集中、绝缘状态和耦合位置。任何一次器件失效后，都应检查可能一起受损的门极保护、驱动器、二极管与采样通道，再决定更换和复测范围。

  正常停机先撤销运行请求并确认驱动结束，再按设计顺序切断功率输入和处理母线储能。等待、泄放、人工放电和验电各有作用；电容可能因介质吸收出现电压回升，储能节点也不只一个。确认各段状态后，再检查抽头、紧固件、绝缘、冷却和接插件。

  最终记录应足以让下一次试验重现条件：初次级尺寸、顶端、抽头、MMC 拓扑、母线电压、载波频率、脉冲长度与密度、OCD 标定、相位位置、探头配置及温升。保存正常启动、正常停止和过流停止三组波形。完成这些记录后，一台装置才从“某次能放电”变成可以解释、复查和继续改进的工程系统。

本章参考资料

  本文的节点、引脚与元件数值以本次三张原图为准。公式推导和时序图是根据这些连接建立的分析示意，未作为实物测试结果。

[1] Texas Instruments，NE555 定时器数据手册。用于核对内部门限和引脚功能；本图 pin 3 反馈式 RC 周期由本章另行推导。https://www.ti.com/lit/ds/symlink/ne555.pdf

[2] Texas Instruments，LM348 四运放数据手册。用于核对器件结构与非轨到轨特性。https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm348.pdf

[3] Texas Instruments，CD4013B 数据手册，Device Functional Modes。用于核对 S、R 同为高时的 Q 状态。https://www.ti.com/lit/ds/symlink/cd4013b.pdf

[4] Nexperia，74HC221 与 74HCT221 产品资料。用于核对不可再触发单稳态、清除功能和 RC 脉宽近似。https://www.nexperia.com/products/analog-logic-ics/logic/specialty-logic/multivibrators/serie/74hc221-74hct221

[5] Broadcom，HFBR 14xx 与 24xx 系列数据手册。用于核对光发射与接收接口工作方式；旧型号与替代件须对应具体后缀。https://docs.broadcom.com/doc/AV02-0176EN

[6] Texas Instruments，TL3116 数据手册。用于核对互补比较输出、输入与锁存功能。https://www.ti.com/lit/ds/symlink/tl3116.pdf

[7] Texas Instruments，SN74HC74 数据手册。用于核对正沿采样和低有效异步 PRE、CLR。https://www.ti.com/lit/ds/symlink/sn74hc74.pdf

[8] Texas Instruments，LM311 数据手册。用于核对比较输入与开集电极输出。https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm311.pdf

[9] Texas Instruments，UCC27423 数据手册。用于核对反相驱动、使能和供电。https://www.ti.com/lit/ds/symlink/ucc27423.pdf

[10] Diodes Incorporated，P6KE18CA 产品资料。用于区分工作电压、击穿电压与脉冲钳位电压。https://www.diodes.com/part/view/P6KE18CA

[A1] Powerex，CM300DY-24H 原厂数据手册，Rev. 5/07，由 Eastern Voltage Research 保存。用于核对器件结构、门极额定与带条件的应用参数。https://www.easternvoltageresearch.com/content/datasheets/igbt_cm300dy-24h.pdf

[A2] Cornell Dubilier，Type 942C 原厂数据手册，由 TME 保存。用于核对脉冲电容选型应分别检查的额定项目。https://www.tme.eu/Document/8b6cc38c7f56cf82de22b663199af0f0/942C.pdf

[A3] Fair-Rite，Technical Information，Use of Ferrites in Broadband Transformers。用于说明磁化电感、漏感和绕组电容共同限制磁性器件带宽。https://www.fair-rite.com/wp-content/uploads/2023/05/Fair-Rite_Catalog_17th_Edition.pdf